hw_calidus
1.0.0
Inhaltsverzeichnis
In diesem Dokument werden Rationale beschrieben, die zum Entwerfen und Erstellen von Audio -Leistungsverstärker mithilfe von TDA7293 Integrated Circuit verwendet werden.
Die Verstärkerarchitektur besteht aus den folgenden Abschnitten:
Um die Eingabe vor EMI zu schützen, verwenden wir das folgende Zobel -Netzwerk:
Bei den meisten Eingangskabeln liegt die charakteristische Impedanz zwischen 50 und 100 OHM -Impedanz und wir verwenden das 75 OHM als mittleren Wert. Der Widerstand Rzi ist Rzi=75ohm und der Kondensator Czi ist Czi=220pF . Dieses Netzwerk sollte direkt am Eingangsanschluss platziert werden, nicht auf der Hauptverstärker -PCB.
Außerdem muss zwischen SGND und Chassis direkt am Eingangsanschluss ein 100N x7R -Kondensator platziert werden. Dieser Kondensator wird das Radio und andere Interfiren -Signal in das Gehäusepotential des Chassis schütteln.
Für den Eingangsfilter wählen wir die Frequenz zwischen 300 kHz und 400 kHz.
+ ---+ rlp1+ ---+ rlp2
0 ---++----+----++---+--- o in Richtung Verstärker-IC-Block
+ ---+ | + ---+ |
----- clp1 ----- clp2
----- -----
| |
=== Masse === Boden
Verwenden Sie den CR-Tiefpassfilter-Taschenrechner der 2. Ordnung bei URL: http://sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php Wir kommen an:
RLP1 = 100 Ohm, RLP2 = 100 Ohm
Clp1 = 220pf, clp2 = 2,2nf
FP1 = 352 kHz
FP2 = 14MHz
Weitere Informationen finden Sie unter: http://www.johnheearfield.com/rc/rc4.htm
Ein Erdschleifenschalterwiderstand befindet sich zwischen SGND- und GNDPWR -Gelände. Der Wert dieses Widerstands sollte etwa 10 Ohm betragen.
Das Output -Netzwerk besteht aus vorgelagertem und nachgeschaltetem Zobel -Netzwerk und aus Ausgangsspule ( Ld ) mit parallelem Dämpfungswiderstand ( Rd ). Das Upstream-Zobel-Netzwerk bietet eine Last mit niedriger Induktivität für die Ausgangsstufe bei sehr hohen Frequenzen und ermöglicht es Hochfrequenzströmen, lokal zur Ausgangsstufe zu zirkulieren. Das nachgeschaltete Zobel -Netzwerk bietet eine gute Widerstandsabschluss direkt an den Lautsprecherterminals bei hohen Frequenzen, um die RFI -Ein- und Feuchtigkeitsresonanzen mit oder Reflexionen der Lautsprecherkabel zu verringern. Der Ausgangskreis ist Folgendes:
Ld
xxx
+--- xx x ---+
| xxx |
| |
| + -------+ |
o ---+--- | | ---+--- o
VOUT + ------- + | Vspeaker
Rd |
----- cz2 = 100 NF
-----
|
|
+-+ rz1 = 10 Ohm
| |
| |
+-+
|
===
Die Ausgangsspule Ld bietet eine Hochfrequenz -Isolierung der Ausgangslast aus der Ausgangsstufe in TDA7293. Der Induktivitätswert sollte zwischen 2UH bis zu 5UH liegen. Der Ausgangshuntwiderstand sollte zwischen 2 und 5 Ohm liegen. Siehe Douglas Self - Audio Power Amplifier Design Handbook, 3. Aufl., Output Networks, Kapitel 7, um die Funktionsverstärkerübertragungsfunktion auswirken.
NOTIZ:
Glücklicherweise sollte mit Musik die Stromversorgung niedriger sein. Die effektive Kraft des Musiksignals beträgt etwa 2 bis 10 Mal so kleiner als eine effektive Kraft des sinusförmigen Signals. Der Power -Transformator ist 200 Va, was bedeutet, dass jeder Kanal 100 -Va -Strom erhält.
Pdiss=50W für TDA7293.LoadPHI=60degrees .| ZLOAD [OHM] | Vsupply [v] | Vdrop [v] | Pdiss [w] |
| 16 | 33 | 2.2 | 31.4 |
| 12 | 29 | 2.3 | 31.6 |
| 8 | 25 | 2.5 | 34.2 |
| 6 | 22 | 2.6 | 34.7 |
| 4 | 19 | 2.9 | 37,4 |
In dieser Tabelle werden wir mitgeteilt, dass wir 4 TDA7293 parallel 4OHM -Ladung bei 33 V benötigen. Dies ist eine ganze Reihe von ICs, aber glücklicherweise geht die Tabelle davon aus, dass die Stromversorgung bei kontinuierlicher Belastung konstant 33 V erzeugen kann und das Signal sinusoid ist. Dies ist bei nicht regulierten Stromversorgung und Musiksignalen nicht der Fall. Wir müssen berücksichtigen, wie viel Energie in Stromversorgungskondensatoren gespeichert ist und wie viel die Transformatorspannungen unter diesen Bedingungen durchnieren und dass das Musiksignal im Vergleich zur momentanen Leistung viel geringer effektiver Leistung aufweist.
S=200VA , Strombewertung.Usn1=24Veff , erste sekundäre Nominalspannung.Usn2=24Veff , Sekundäre nominelle Spannung.k=5% , Regulierung.Sekundärer interner Widerstand ist:
Usu = USN1*(1+ (k/100))
Isn = s/(usn1+usn2)
Ri = (usn1-usu)/isn
Verwenden von Werten von oben erhalten wir:
Usu = 24*(1+ (5/100)) = 25,2Veff
Isn = 4,17aeff
Ri = 288 MOhm
Der Netzteil der Stromversorgung verwendet eine einzelne Bank mit 10 mF -Kondensatoren.
Verwenden der invertierten Topologie, da wir die gemeinsame Modusverzerrung in der Eingangsphase reduzieren möchten. Bei TDA7293 IC ist es jedoch nicht einfach, invertierte Topologie zu verwenden, da der Stummschaltung auf positivem Opamp -Eingang implementiert wird.
Der äquivalente Verstärkungsschaltungswiderstand muss unter 600 Ohm bleiben. Dies liegt daran, dass alle Rauschmessungen in der Datenblattblatt mit 600 OHMs oder 0OHMs durchgeführt wurden.
Nominalgewinn ist:
G = -rf/rg
Verwenden der E24 -Serie von Widerständen:
| RF [Ohm] | RG [Kohm] | G [v/v] |
| 510 | 7.5 | -14.7 |
| 510 | 8.2 | -16.0 |
| 510 | 9.1 | -17.8 |
| 510 | 10.0 | -19.6 |
| 510 | 11.0 | -21.5 |
Verwenden der E24 -Serie von Widerständen:
| RF [Ohm] | RG [Kohm] | G [v/v] |
| 511 | 7.50 | -14.7 |
| 511 | 7.87 | -15.4 |
| 511 | 8.25 | -16.1 |
| 511 | 8.66 | -16.9 |
| 511 | 9.09 | -17.8 |
| 511 | 9.53 | -18.6 |
| 511 | 10.00 | -19.6 |
| 511 | 10.50 | -20.5 |
| 511 | 11.00 | -21.5 |
Das TDA7293-Datenblatt liefert nicht genügend relevante Daten, um das IC in der Wechselstromdomäne zu modellieren. Da wir es nicht modellieren können, gibt es keine Optimierungen für die negative Rückkopplungsschaltung. Wir können jedoch sicher annehmen, dass in der TDA7293 -Übertragungsfunktion Hochfrequenzpolen vorhanden sind. Aus diesem Grund werden wir unten einige pF zu berechnetem Bleikompensationskondensator hinzufügen (siehe Cadd ).
Äquivalentes Feedback -Netzwerk mit Lead -Kompensationskreis:
O VOUT
|
*------+
| |
+-+ rf |
| | ---
| | -----
+-+ |
Vf | |
o ------*------+
|
+-+ rg
| |
| |
+-+
|
o Eingabe
Widerstände RF und RG sind Teil des Feedback -Netzwerks. Kondensator CF ist der Kompensationskondensator. Die Übertragungsfunktion dieses Netzwerks wird als:
Vf (s) = i (s)*rg
Vout (s) = i (s)*(rf || cl+rg) = i (s)*(rf/(1+s*rf*cl)+rg)
H (s) = vf (s)/vout (s) = (rg/(rf+rg))*((1+s*rf*cl)/(1+s*re*cl))
Null:
wz = 1/(rf*cl)
Pole:
wp = 1/(re*cl)
Wo:
Re = rf || rg = rf*rg/(rf+rg)
Eine grobe Schätzung besteht darin, zusätzliche 1-3PF parallel zu Rf zu setzen.
CADD = 3PF
Eingabestifte haben die folgenden parasitären Kapazitäten zugeordnet:
Das TDA7293-Datenblatt gibt keinen Parameter in Bezug auf parasitäre Eingangskapazitäten an. Spannungsfeedback-Opamps haben normalerweise sowohl differentielle als auch Common-Mode-Eingangsinpedanzen angegeben. In Ermangelung von Informationen ist es sicher, das in der nächste Abbildung angegebene Modell zu verwenden:
+ ----+ Zdiff
+Eingabe O ---+--- | | ---+--- o-Eingabe
| + ----+ |
| |
+-+ zcm1+-+ zcm2
| | | |
| | | |
+-++-+
| |
=== ===
Wir können eine grobe Schätzung von Werten verwenden, die auf der Erfahrung bei der Verwendung anderer Audio -FET -Opamps basieren, und typische Werte sind um Cdiff=5pF , Cm=4pF und Cstray=3pF . Alle drei äquivalenten Kondensatoren sind parallel gebunden, sodass die Gesamteingangskapazität:
Cinput = CDIFF+CM+CSTRAY = 5PF+4PF+3PF = 12PF
Um diese Kapazität zu mildern, können wir Kapazitäts -CSI -Parallel zum HF -Widerstand hinzufügen. Um dies zu kompensieren, wird die folgende Gleichung angewendet:
Rf*cf = rg*cinput
Csi = cinput*rg/rf = 0,5PF
Der endgültige Cf -Wert ist:
CF = CL+CSI+CADD = 0+2+0,5 = 2,5PF
Jeder NP0 -basierte Kondensator um 3pF ist für diesen Zweck gut.
Wir verwenden doppelte symmetrische Versorgung seit zwei Sekunden. Die Hochspannungsvorräte werden unter Verwendung von LM317/LM337 -Regulatoren stabilisiert und werden verwendet, um Eingangsabschnitte von TDA7293 zu fördern.
Die niedrigen Spannungsversorgungen werden direkt von Reservoirkondensatoren geliefert. Dieser Versorgung versorgt die Hochleistungsabschnitte mit hoher Leistung von TDA7293.
Durch die Verwendung von doppelten und unabhängigen Lieferungen für Eingangsabschnitte und Leistungsabschnitte können wir sehr gute PSRR -Ergebnisse erzielen.
Vor dem Gleichrichter sollte ein Snubber -RC -Schaltkreis platziert werden, um die Diodenschaltimpuls zu verringern. Empfohlene Werte sind Rsn = 1 Ohm , Csn = 470nF :
o vsupply | | ----- csn = 470nf ----- | | +-+ rsn = 1 Ohm | | | | +-+ | === Boden
Dieser Snubber kann auch in der Nähe der IC -Netzteilleitungen platziert werden.
Der Verstärker -Controller steuert und überwacht zwei Verstärker. Es hat die folgenden Komponenten:
o VDD
|
+-+
| | R2
| |
R1 +- +
+ ---+ |
o --- | | ---+------+--- o Analogausgang (zu MCU ADC)
+ ---+ | |
Analog +- + |
Eingabe | | R3 --- C1
| | ---
+-+ |
| |
=== ===
Umweltparameter:
Spezifikation:
Dies gibt als zwei Gleichungen mit 3 Unbekannten:
(1 - Verstärkung - 1)*G1 + G2 + G3 = 0
VREF * G1 + VREF * G2 + (VREF - VHIGH) * G3 = 0
Mit Gain = 16, Vreg = 2,5 V und VHIGH = 5 V haben wir:
-15G1+G2+G3 = 0
2,5G1+2,5G2-2,5G3 = 0
Beginnen Sie mit G3 = 1/10:
-15g1+g2 = -0.1
2,5 G1+2,5G2 = 0,25
G1 = 1,25E+3 => R1 = 80KOHM
G3 = 8,75E-2 => R2 = 11,43KOHM
Eine Möglichkeit ist zu haben:
R1 = 110kohm
R2 = 10kohm
R3 = 11kohm
Diese Kombination hat Verstärkung = 22
| # / Signalname | Typ | 40 Pin | 28 Pin | Beschreibung |
| Analog in | RD0 | Misst die VCC -Spannung | |
| Analog in | Rd1 | Misst die VEE -Spannung | |
| Analog in | Ra6 | Ra6 | Misst die positive Hüllkurve aus der Ausgabe (beide Kanäle) |
| Analog in | Ra7 | Ra7 | Misst die Ausgabe negativer Hüllkurve (beide Kanäle) |
| Analog in | Ra2 | Ra2 | Misst den Ausgang durchschnittlich links |
| Analog in | Ra4 | Ra4 | Misst die Leistung durchschnittlich rechts |
| Analog/Comp in | Ra0 | Ra0 | Vergleicht die linke Ausgabeimpedanz |
| Analog/Comp in | Ra1 | Ra1 | Vergleich |
| Analog/Comp in | Ra3 | Ra3 | Vergleichsreferenzspannung |
| i2c scl | RC3 | RC3 | Sensor -Netzwerk SCL |
| I2C SDA | RC4 | RC4 | Sensor -Netzwerk SDA |
| Uart Rx | RC7 | RC7 | Service Terminal RX (aus Sicht der PIC) |
| uart tx | RC6 | RC6 | Service Terminal TX (aus der PIC -Perspektive) |
| ausgraben | Ra5 | Ra5 | Aktivieren Sie den Vergleichsstromquellen |
| ausgraben | RB1 | RB1 | Kontrollleistung Relais |
| ausgraben | RB2 | RB2 | Steuerung der Stromversorgung von Bypass -Relais |
| ausgraben | RB3 | RB3 | Kontrollstummelrelais |
| ausgraben | RB4 | RB4 | Kontrollleistungsverstärker aktivieren |
| ausgraben | RB5 | RB5 | Anzeigeleistung/Status LED, Pin a |
| ausgraben | RD2 | Anzeigeleistung/Status LED, Pin B | |
| ausgraben | RB6 | RB6 | Anzeigeüberlastung LED |
| ausgraben | RB7 | RB7 | Status geführt an Bord |
| eingraben | RB0 | RB0 | Power Key |
| eingraben | RC5 | RC5 | Stummeschlüssel |
| eingraben | RC0 | RC0 | Wechselstromerkennung |
| eingraben | RC1 | RC1 | Überlastungserkennung |
| eingraben | RC2 | RC2 | Signalerkennung |
| eingraben | Rd3 | Konfigurieren Sie den Leistungssteuerungsmodus | |
| eingraben | RD4 | Konfigurieren Sie den Wechselstrom -Stromerkennungsmodus | |
| eingraben | Rd5 | Konfigurieren Sie den Impedanzüberwachungsmodus | |
| eingraben | RD6 | Konfigurieren Sie den Sensorenmodus | |
| RD7 | ||||
| RE0 | ||||
| RE1 | ||||
| Re2 |
Stromversorgungsmodus
Wechselstromnotenerkennungsmodus:
Impedanzüberwachungsmodus:
Sensorsmodus:
Stromversorgung:
Ausschnitt Detektor:
AC -Detektor:
Impedanzdetektor:
Temperaturdetektor:
Stromversorgungskondensatoren auf Verstärkerbrettern:
