hw_calidus
1.0.0
Table des matières
Ce document doit décrire les justifications utilisées pour concevoir et construire un amplificateur de puissance audio à l'aide du circuit intégré TDA7293.
L'architecture de l'amplificateur se compose des sections suivantes:
Pour protéger l'entrée de l'EMI, nous utiliserons le réseau Zobel suivant:
Pour la plupart des câbles d'entrée, l'impédance caractéristique se situe entre 50 et 100 ohm et nous utilisons le 75 ohm comme valeur moyenne. La résistance RZI est Rzi=75ohm et le condensateur CZI est Czi=220pF . Ce réseau doit être placé juste au connecteur d'entrée, et non sur le PCB de l'amplificateur principal.
De plus, un condensateur 100N X7R doit être placé entre SGND et le châssis droit au connecteur d'entrée. Ce condensateur fera la radio et d'autres signaux d'interfirence dans le potentiel de terre du châssis.
Pour le filtre d'entrée, nous choisissons la fréquence entre 300 kHz et 400 kHz.
+ --- + rlp1 + --- + rlp2
0 --- + + ---- + ---- + + --- + --- o Vers le bloc IC de l'amplificateur
+ --- + | + --- + |
----- CLP1 ----- CLP2
----- -----
| |
=== Ground === Ground
En utilisant le calculatrice de filtre passe-bas CR du 2e ordre à URL: http://sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php Nous arrivons à:
Rlp1 = 100 ohm, rlp2 = 100 ohm
Clp1 = 220pf, Clp2 = 2,2NF
FP1 = 352KHz
FP2 = 14 MHz
Pour plus de détails, veuillez consulter: http://www.johnhearfield.com/rc/rc4.htm
Une résistance de disjoncteur de boucle de sol est située entre les sols SGND et GNDPWR. La valeur de cette résistance doit être d'environ 10 ohms.
Le réseau de sortie se compose de réseau zobel en amont et en aval et de bobine de sortie ( Ld ) avec résistance parallèle, d'amortissement ( Rd ). Le réseau Zobel en amont fournit une charge de faible inductance pour l'étape de sortie à des fréquences très élevées et permet aux courants à haute fréquence de circuler local à l'étape de sortie. Le réseau Zobel en aval fournit une bonne terminaison résistive à droite aux bornes de haut-parleur à des fréquences élevées, contribuant à réduire l'entrée de RFI et les résonances humides avec ou les réflexions des câbles d'enceintes. Le circuit de sortie est le suivant:
LD
xxx
+ --- xx x --- +
| xxx |
| |
| + ------- + |
O --- + --- | | --- + --- o
Vout + ------- + | Vspeaker
RD |
----- CZ2 = 100NF
-----
|
|
+ - + rz1 = 10 ohm
| |
| |
+ - +
|
===
La bobine de sortie Ld fournit une isolation à haute fréquence de la charge de sortie de l'étage de sortie dans TDA7293. La valeur d'inductance doit être comprise entre 2UH et 5UH. La résistance de shunt de sortie doit se situer entre 2 et 5 ohms. Voir Douglas Self - Audio Power Amplificateur Design Handbook, 3e éd., Output Networks, Chapter 7 pour effet sur la fonction de transfert de l'amplificateur de puissance.
NOTE:
Heureusement, avec les signaux musicaux, la dissipation de puissance doit être plus faible. La puissance efficace du signal musical est d'environ 2 à 10 fois plus petite que la puissance efficace du signal sinusoïde. Le transformateur de puissance est 200VA, ce qui signifie que chaque canal obtient 100 VA de puissance.
Pdiss=50W pour TDA7293.LoadPHI=60degrees .| Zload [ohm] | Vsupply [v] | Vdrop [v] | Pdiss [w] |
| 16 | 33 | 2.2 | 31.4 |
| 12 | 29 | 2.3 | 31.6 |
| 8 | 25 | 2.5 | 34.2 |
| 6 | 22 | 2.6 | 34.7 |
| 4 | 19 | 2.9 | 37.4 |
Ce tableau nous dit que si nous voulons conduire une charge de 4OHM à 33V, nous avons besoin de 4 pièces de TDA7293 en parallèle. Il s'agit d'un certain nombre de CI, mais heureusement, le tableau suppose que l'alimentation peut produire une charge constante de 33 V à charge continue et que le signal est sinusoïde. Ce n'est pas le cas avec l'alimentation non réglementée et les signaux musicaux. Nous devons prendre en compte la quantité d'énergie stockée dans les condensateurs d'alimentation et combien les tensions du transformateur s'affaissent dans ces conditions et ce signal musical a une puissance efficace beaucoup plus faible par rapport à la puissance instantanée.
S=200VA , cote de puissance.Usn1=24Veff , première tension nominale secondaire.Usn2=24Veff , deuxième tension nominale secondaire.k=5% , réglementation.La résistance interne secondaire est:
USU = USN1 * (1+ (k / 100))
ISN = S / (USN1 + USN2)
Ri = (USN1-USU) / ISN
En utilisant des valeurs d'en haut, nous obtenons:
USU = 24 * (1+ (5/100)) = 25,2veff
ISN = 4,17AEFF
Ri = 288MOHM
La section d'alimentation utilise une seule banque de condensateurs de 10 mf.
Utiliser une topologie inversée car nous voulons réduire la distorsion du mode commun au stade d'entrée. Mais dans le cas de TDA7293 IC, il n'est pas facile d'utiliser une topologie inversée car le circuit muet est implémenté sur l'entrée Opamp positive.
La résistance au circuit de gain équivalent doit rester en dessous de 600 ohms. Il en est ainsi parce que toutes les mesures de bruit dans la feuille de données ont été effectuées avec 600 ohms ou 0hms.
Le gain nominal est:
G = -rf / rg
Utilisation de la série de résistances E24:
| RF [ohm] | Rg [kohm] | G [v / v] |
| 510 | 7.5 | -14.7 |
| 510 | 8.2 | -16.0 |
| 510 | 9.1 | -17.8 |
| 510 | 10.0 | -19.6 |
| 510 | 11.0 | -21,5 |
Utilisation de la série de résistances E24:
| RF [ohm] | Rg [kohm] | G [v / v] |
| 511 | 7.50 | -14.7 |
| 511 | 7.87 | -15.4 |
| 511 | 8.25 | -16.1 |
| 511 | 8.66 | -16.9 |
| 511 | 9.09 | -17.8 |
| 511 | 9.53 | -18.6 |
| 511 | 10.00 | -19.6 |
| 511 | 10.50 | -20,5 |
| 511 | 11h00 | -21,5 |
La feuille de données TDA7293 ne fournit pas suffisamment de données pertinentes afin de modéliser l'IC dans le domaine AC. Étant donné que nous ne pouvons pas le modéliser, il n'y a pas d'optimisations disponibles pour le circuit de rétroaction négative. Mais nous pouvons supposer en toute sécurité qu'il existe des pôles à haute fréquence présents dans la fonction de transfert TDA7293. Pour cette raison, nous ajouterons quelques pF au condensateur de compensation de plomb calculé ci-dessous (voir Cadd ).
Réseau de rétroaction équivalent avec circuit de compensation de plomb:
o vout
|
* ------ +
| |
+ - + RF |
| | ----- cf = cl (+ csi, voir compensation de capacité de broche d'entrée)
| | -----
+ - + |
VF | |
o ----- * ------ +
|
+ - + rg
| |
| |
+ - +
|
o entrée
Les résistances RF et RG font partie du réseau de rétroaction. Le condensateur CF est le condensateur de compensation. La fonction de transfert de ce réseau est donnée comme suit:
Vf (s) = i (s) * rg
Vout (s) = i (s) * (rf || cl + rg) = i (s) * (rf / (1 + s * rf * cl) + rg)
H (s) = vf (s) / vout (s) = (rg / (rf + rg)) * ((1 + s * rf * cl) / (1 + s * re * cl))
Zéro:
wz = 1 / (rf * cl)
Pôle:
wp = 1 / (re * cl)
Où:
Re = rf || rg = rf * rg / (rf + rg)
Une estimation approximative consiste à mettre un 1 à 3pf supplémentaire en parallèle avec Rf .
Cadd = 3pf
Les broches d'entrée ont les capacités parasites suivantes associées:
La feuille de données TDA7293 ne spécifie aucun paramètre concernant les capacités d'entrée parasites. Rétroaction de tension Les opamps ont généralement des impédances d'entrée différentielles et en mode commun spécifiées. En l'absence d'informations, il est sûr d'utiliser le modèle donné dans la figure suivante:
+ ---- + Zdiff
+ entrée o --- + --- | | --- + --- o -Input
| + ---- + |
| |
+ - + zcm1 + - + zcm2
| | | |
| | | |
+ - + + - +
| |
=== ===
Nous pouvons utiliser une estimation approximative des valeurs basées sur l'expérience sur l'utilisation d'autres OPAMP FET audio, et les valeurs typiques sont autour de Cdiff=5pF , Cm=4pF et Cstray=3pF . Les trois condensateurs équivalents sont liés en parallèle, de sorte que la capacité d'entrée totale devient:
CINPUT = CDIFF + CM + CSTRAY = 5pf + 4pf + 3pf = 12pf
Pour atténuer cette capacité, nous pouvons ajouter une capacité CSI parallèle à la résistance RF. Pour compenser cela, l'équation suivante est appliquée:
Rf * cf = rg * quinput
CSI = CINPUT * RG / RF = 0,5PF
La valeur Cf finale est:
CF = CL + CSI + CADD = 0 + 2 + 0,5 = 2,5pf
Tout condensateur basé sur NP0 autour 3pF sera bon à cet effet.
Nous utilisons deux fournitures symétriques depuis deux secondaires. Les fournitures à haute tension sont stabilisées à l'aide des régulateurs LM317 / LM337 et sont utilisées pour alimenter les sections d'entrée de TDA7293.
Les fournitures basse tension sont fournies directement à partir des condensateurs du réservoir. Cette alimentation alimente les sections de puissance élevée à courant élevé de TDA7293.
En utilisant des fournitures doubles et indépendantes pour les sections d'entrée et les sections d'alimentation, nous pouvons obtenir de très bons résultats PSRR.
Avant les diodes de redresseur, un circuit Snubber RC doit être placé pour diminuer l'impulsion de commutation des diodes. Les valeurs recommandées sont Rsn = 1 Ohm , Csn = 470nF :
o vsupply | | ----- CSN = 470NF ----- | | + - + RSN = 1 ohm | | | | + - + | === Ground
Ce snubber peut également être placé près des lignes d'alimentation IC.
Le contrôleur d'amplificateur contrôlera et surveillera deux amplificateurs. Il a les composants suivants:
O VDD
|
+ - +
| | R2
| |
R1 + - +
+ --- + |
O --- | | --- + ------ + --- O Sortie analogique (à MCU ADC)
+ --- + | |
Analog + - + |
Entrée | | R3 --- C1
| | ---
+ - + |
| |
=== ===
Paramètres environnementaux:
Spécification:
Cela donne comme deux équations avec 3 inconnues:
(1 - Gain - 1) * G1 + G2 + G3 = 0
Vref * g1 + vref * g2 + (vref - vhigh) * g3 = 0
Avec gain = 16, vreg = 2,5 V et vhigh = 5V nous avons:
-15G1 + G2 + G3 = 0
2.5G1 + 2,5G2-2.5G3 = 0
Commencez par G3 = 1/10:
-15G1 + G2 = -0.1
2,5 g1 + 2,5 g2 = 0,25
G1 = 1,25e + 3 => r1 = 80kohm
G3 = 8,75E-2 => R2 = 11,43 kohm
Une possibilité est d'avoir:
R1 = 110kohm
R2 = 10kohm
R3 = 11kohm
Cette combinaison a un gain = 22
| # / Nom du signal | Taper | 40 broches | 28 broches | Description |
| analogique | Rd0 | Mesure la tension VCC | |
| analogique | Rd1 | Mesure la tension VEE | |
| analogique | RA6 | RA6 | Mesure l'enveloppe positive de sortie (les deux canaux) |
| analogique | RA7 | RA7 | Mesure l'enveloppe négative de sortie (les deux canaux) |
| analogique | RA2 | RA2 | Mesure la moyenne de sortie à gauche |
| analogique | RA4 | RA4 | Mesure la sortie de sortie à droite |
| analogique / comp dans | RA0 | RA0 | Compare l'impédance gauche de sortie |
| analogique / comp dans | RA1 | RA1 | Compare l'impédance droite de sortie |
| analogique / comp dans | RA3 | RA3 | Tension de référence du comparateur |
| I2c SCL | Rc3 | Rc3 | Réseau de capteurs SCL |
| I2C SDA | RC4 | RC4 | Sensor Network SDA |
| UART RX | Rc7 | Rc7 | Service Terminal Rx (du point de vue du PIC) |
| UART TX | Rc6 | Rc6 | Service Terminal TX (du point de vue du PIC) |
| déterrer | RA5 | RA5 | Activer les sources actuelles du comparateur |
| déterrer | RB1 | RB1 | Relais de puissance de contrôle |
| déterrer | RB2 | RB2 | Relais de contournement de puissance de contrôle |
| déterrer | RB3 | RB3 | Contrôle le relais muet |
| déterrer | RB4 | RB4 | Activer l'amplificateur de puissance de contrôle |
| déterrer | RB5 | RB5 | LED de puissance / statut indicateur, broche A |
| déterrer | Rd2 | Power / statut de l'indicateur, broche B | |
| déterrer | RB6 | RB6 | LED de surcharge de surcharge |
| déterrer | RB7 | RB7 | Statut LED à bord |
| creuser | RB0 | RB0 | Clé d'alimentation |
| creuser | Rc5 | Rc5 | Clé muette |
| creuser | Rc0 | Rc0 | Détection de puissance AC |
| creuser | RC1 | RC1 | Détection de surcharge |
| creuser | Rc2 | Rc2 | Détection du signal |
| creuser | Rd3 | Configurer le mode de contrôle de puissance | |
| creuser | Rd4 | Configurer le mode de détection d'alimentation AC | |
| creuser | Rd5 | Configurer le mode de surveillance de l'impédance | |
| creuser | Rd6 | Configurer le mode des capteurs | |
| Rd7 | ||||
| RE0 | ||||
| RE1 | ||||
| RE2 |
Mode de contrôle de puissance
Mode de détection d'alimentation CA:
Mode de surveillance de l'impédance:
Mode des capteurs:
Alimentation:
Détecteur d'écrêtage:
Détecteur AC:
Détecteur d'impédance:
Détecteur de température:
Condensateurs d'alimentation sur les cartes d'amplificateurs:
