hw_calidus
1.0.0
Tabla de contenido
Este documento describirá los fundamentos utilizados para diseñar y construir un amplificador de potencia de audio utilizando el circuito integrado TDA7293.
La arquitectura del amplificador consta de las siguientes secciones:
Para proteger la entrada de EMI, utilizaremos la siguiente red Zobel:
Para la mayoría de los cables de entrada, la impedancia característica cae en rango entre 50 y 100hm impedancia y estamos utilizando el 75ohm como valor medio. La resistencia RZI es Rzi=75ohm y el condensador CZI es Czi=220pF . Esta red debe colocarse directamente en el conector de entrada, no en el amplificador principal PCB.
Además, se colocará un condensador de 100n X7R entre SGND y chasis directamente en el conector de entrada. Este condensador derivará la radio y otra señal de interfirencia en el potencial de tierra del chasis.
Para el filtro de entrada elegimos la frecuencia entre 300 kHz y 400 kHz.
+ ---+ rlp1+ ---+ rlp2
0 ---++----+----++---+--- o hacia el bloque de IC de amplificador
+ ---+ | + ---+ |
----- CLP1 ----- CLP2
----- -----
| |
=== Ground === Ground
Usando la calculadora de filtro de paso bajo CR de segundo orden en URL: http://sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php llegamos a:
RLP1 = 100 ohm, RLP2 = 100 ohmios
CLP1 = 220PF, CLP2 = 2.2NF
FP1 = 352kHz
FP2 = 14MHz
Para obtener más detalles, consulte: http://www.johnhearfield.com/rc/rc4.htm
Se encuentra una resistencia de interruptor de bucle de tierra entre los terrenos SGND y GNDPWR. El valor de esta resistencia debe ser de alrededor de 10 ohmios.
La red de salida consta de la red Zobel Zobel aguas arriba y aguas abajo y de la bobina de salida ( Ld ) con resistencia de amortiguación paralela ( Rd ). La red Zobel aguas arriba proporciona una carga de baja inductancia para la etapa de salida a frecuencias muy altas y permite que las corrientes de alta frecuencia circulen en la etapa de salida. La red Zobel aguas abajo proporciona una buena terminación resistiva directamente en los terminales del altavoz a altas frecuencias, lo que ayuda a reducir la entrada de RFI y las resonancias húmedas con los cables de los altavoces. El circuito de salida es el siguiente:
Ld
xxx
+--- xx x ---+
| xxx |
| |
| + -------+ |
o ---+--- | | ---+--- O
Vout + ------- + | Vspeaker
RD |
----- CZ2 = 100NF
-----
|
|
+-+ rz1 = 10 ohmios
| |
| |
+-+
|
===
La bobina de salida Ld proporciona un aislamiento de alta frecuencia de la carga de salida de la etapa de salida en TDA7293. El valor de inductancia debe estar entre 2UH hasta 5UH. La resistencia de derivación de salida debe estar entre 2 y 5 ohmios. Ver Douglas Self - Audio Audio Power Amplificador de diseño Manual de diseño, 3ª ed., Redes de salida, Capítulo 7 para obtener efecto sobre la función de transferencia de amplificador de potencia.
NOTA:
Afortunadamente, con señales de música, la disipación de potencia debe ser menor. El poder efectivo de la señal de la música es aproximadamente de 2 a 10 veces más pequeña que la potencia efectiva de la señal sinusoide. El transformador de potencia es de 200VA, lo que significa que cada canal obtiene 100VA de potencia.
Pdiss=50W para TDA7293.LoadPHI=60degrees .| ZLoad [ohm] | Vsupply [v] | VDrop [V] | PDISS [W] |
| 16 | 33 | 2.2 | 31.4 |
| 12 | 29 | 2.3 | 31.6 |
| 8 | 25 | 2.5 | 34.2 |
| 6 | 22 | 2.6 | 34.7 |
| 4 | 19 | 2.9 | 37.4 |
Esta tabla nos dice que si queremos conducir una carga de 4ohm a 33V necesitamos 4 piezas de TDA7293 en paralelo. Esta es una gran cantidad de ICS, pero afortunadamente, la tabla supone que la fuente de alimentación puede producir 33V constante a una carga continua y la señal es sinusoide. Este no es el caso con la fuente de alimentación no regulada y las señales de música. Tenemos que tener en cuenta cuánta energía se almacena en los condensadores de la fuente de alimentación y cuánto se hundirán los voltajes del transformador en estas condiciones y esa señal de música tiene una potencia efectiva mucho más baja en comparación con la potencia instantánea.
S=200VA , calificación de potencia.Usn1=24Veff , primer voltaje nominal secundario.Usn2=24Veff , segundo voltaje nominal secundario.k=5% , regulación.La resistencia interna secundaria es:
USU = USN1*(1+ (k/100))
ISN = S/(USN1+USN2)
Ri = (USN1-USU)/ISN
Usando valores de arriba obtenemos:
USU = 24*(1+ (5/100)) = 25.2Veff
ISN = 4.17AFF
Ri = 288mohm
La sección de la fuente de alimentación está utilizando un solo banco de condensadores de 10MF.
Uso de topología invertida ya que queremos reducir la distorsión del modo común en la etapa de entrada. Pero en el caso de TDA7293 IC, no es fácil usar la topología invertida ya que el circuito de silencio se implementa en la entrada positiva de OPAMP.
La resistencia al circuito de ganancia equivalente debe permanecer por debajo de 600ohms. Esto es así porque todas las mediciones de ruido en la hoja de datos se realizaron con 600OHMS o 0OHMS.
La ganancia nominal es:
G = -rf/rg
Usando la serie E24 de resistencias:
| RF [Ohm] | RG [KOHM] | G [V/V] |
| 510 | 7.5 | -14.7 |
| 510 | 8.2 | -16.0 |
| 510 | 9.1 | -17.8 |
| 510 | 10.0 | -19.6 |
| 510 | 11.0 | -21.5 |
Usando la serie E24 de resistencias:
| RF [Ohm] | RG [KOHM] | G [V/V] |
| 511 | 7.50 | -14.7 |
| 511 | 7.87 | -15.4 |
| 511 | 8.25 | -16.1 |
| 511 | 8.66 | -16.9 |
| 511 | 9.09 | -17.8 |
| 511 | 9.53 | -18.6 |
| 511 | 10.00 | -19.6 |
| 511 | 10.50 | -20.5 |
| 511 | 11.00 | -21.5 |
La hoja de datos TDA7293 no proporciona suficientes datos relevantes para modelar el IC en el dominio AC. Como no podemos modelarlo, no hay optimizaciones disponibles para el circuito de retroalimentación negativa. Pero podemos asumir de manera segura que hay postes de alta frecuencia presentes en la función de transferencia TDA7293. Por esta razón, agregaremos algunos pF al condensador de compensación de plomo calculado a continuación (ver Cadd ).
Red de retroalimentación equivalente con circuito de compensación de plomo:
o Vout
|
*------+
| |
+-+ RF |
| | ----- cf = cl (+csi, ver compensación de capacitancia del pin de entrada)
| | -----
+-+ |
VF | |
O -----*------+
|
+-+ rg
| |
| |
+-+
|
o Entrada
Las resistencias RF y RG son parte de la red de retroalimentación. El condensador CF es el condensador de compensación. La función de transferencia de esta red se da como:
Vf (s) = i (s)*rg
Vout (s) = i (s)*(rf || cl+rg) = i (s)*(rf/(1+s*rf*cl)+rg)
H (s) = vf (s)/vout (s) = (rg/(rf+rg))*((1+s*rf*cl)/(1+s*re*cl)))
Cero:
wz = 1/(rf*cl)
Polo:
wp = 1/(re*cl)
Dónde:
RE = RF || RG = RF*RG/(RF+RG)
La estimación aproximada es poner 1-3pf adicionales en paralelo a Rf .
CADD = 3PF
Los pines de entrada tienen las siguientes capacitancias parasitarias asociadas:
La hoja de datos TDA7293 no especifica ningún parámetro con respecto a las capacitancias de entrada parasitaria. Los opamps de retroalimentación de voltaje generalmente tienen impedancias de entrada de modo diferencial y común especificadas. En ausencia de cualquier información, es seguro usar el modelo dado en la siguiente figura:
+ ----+ zdiff
+entrada o ---+--- | | ---+--- O-Input
| + ----+ |
| |
+-+ ZCM1+-+ ZCM2
| | | |
| | | |
+-++-+
| |
=== ===
Podemos usar una estimación aproximada de los valores basados en la experiencia en el uso de otros OPAMP de Audio FET, y los valores típicos están alrededor de Cdiff=5pF , Cm=4pF y Cstray=3pF . Los tres condensadores equivalentes están vinculados en paralelo, por lo que la capacitancia de entrada total se convierte en:
Cinpput = cdiff+cm+cstray = 5pf+4pf+3pf = 12pf
Para mitigar esta capacitancia, podemos agregar capacitancia CSI paralela a la resistencia de RF. Para compensar esto se aplica la siguiente ecuación:
Rf*cf = rg*Cinput
CSI = cinpput*rg/rf = 0.5pf
El valor final Cf es:
Cf = cl+csi+cadd = 0+2+0.5 = 2.5pf
Cualquier condensador basado en NP0 alrededor de 3pF será bueno para este propósito.
Estamos utilizando suministros simétricos duales desde los secundarios duales. Los suministros de alto voltaje se estabilizan utilizando reguladores LM317/LM337 y se utilizan para alimentar secciones de entrada de TDA7293.
Los suministros de bajo voltaje se suministran directamente desde los condensadores del depósito. Este suministro alimenta las secciones de alta potencia de alta corriente de TDA7293.
Al usar suministros duales e independientes para secciones de entrada y secciones de potencia, podemos lograr muy buenos resultados de PSRR.
Antes de los diodos del rectificador, se debe colocar un circuito RC SNUBBER para disminuir el impulso de conmutación de diodos. Los valores recomendados son Rsn = 1 Ohm , Csn = 470nF :
o Vsupply | | ----- CSN = 470NF ----- | | +-+ rsn = 1 ohm | | | | +-+ | === tierra
Este desaire también se puede colocar cerca de las líneas de fuente de alimentación IC.
El controlador del amplificador controlará y monitoreará dos amplificadores. Tiene los siguientes componentes:
o VDD
|
+-+
| | R2
| |
R1 +- +
+ ---+ |
o --- | | ---+------+--- o salida analógica (a MCU ADC)
+ ---+ | |
Analógico +- + |
Entrada | | R3 --- C1
| | ---
+-+ |
| |
=== ===
Parámetros ambientales:
Especificación:
Esto da como dos ecuaciones con 3 incógnitas:
(1 - ganancia - 1)*G1 + G2 + G3 = 0
Vref * g1 + vref * g2 + (vref - vhigh) * g3 = 0
Con ganancia = 16, vreg = 2.5V y VHIGH = 5V tenemos:
-15G1+G2+G3 = 0
2.5G1+2.5G2-2.5G3 = 0
Comience con G3 = 1/10:
-15g1+g2 = -0.1
2.5G1+2.5G2 = 0.25
G1 = 1.25e+3 => R1 = 80kohm
G3 = 8.75e-2 => R2 = 11.43kohm
Una posibilidad es tener:
R1 = 110kohm
R2 = 10kohm
R3 = 11kohm
Esta combinación ha ganado = 22
| # / Nombre de señal | Tipo | 40 pines | 28 pines | Descripción |
| análogo en | Rd0 | Mide el voltaje de VCC | |
| análogo en | RD1 | Mide el voltaje VEE | |
| análogo en | RA6 | RA6 | Mide la envoltura positiva de salida (ambos canales) |
| análogo en | Ra7 | Ra7 | Mide la envoltura negativa de salida (ambos canales) |
| análogo en | RA2 | RA2 | Mide la salida promedio de salida |
| análogo en | RA4 | RA4 | Mide la salida promedio correcto |
| analógico/comp en | Ra0 | Ra0 | Compara la impedancia de la izquierda de salida de salida |
| analógico/comp en | RA1 | RA1 | Compara la impedancia de la derecha de salida |
| analógico/comp en | RA3 | RA3 | Voltaje de referencia de comparación |
| I2C SCL | RC3 | RC3 | Sensor de red SCL |
| I2C SDA | RC4 | RC4 | SDA Sensor Network SDA |
| UART RX | RC7 | RC7 | Terminal de servicio RX (desde la perspectiva PIC) |
| UART TX | RC6 | RC6 | Terminal de servicio TX (desde la perspectiva PIC) |
| excavar | RA5 | RA5 | Habilitar fuentes de corriente de comparación |
| excavar | RB1 | RB1 | Relé de potencia de control |
| excavar | RB2 | RB2 | Relé de derivación de potencia de control |
| excavar | RB3 | RB3 | Relé mute de control |
| excavar | RB4 | RB4 | Habilitar el amplificador de potencia de control |
| excavar | RB5 | RB5 | LED de alimentación/estado del indicador, pin A |
| excavar | Rd2 | LED de alimentación/estado del indicador, pin B | |
| excavar | RB6 | RB6 | LED de sobrecarga del indicador |
| excavar | RB7 | RB7 | Estado LED a bordo |
| atrincherarse | RB0 | RB0 | Llave de alimentación |
| atrincherarse | RC5 | RC5 | Llave de muidad |
| atrincherarse | RC0 | RC0 | Detección de potencia de CA |
| atrincherarse | RC1 | RC1 | Detección de sobrecarga |
| atrincherarse | RC2 | RC2 | Detección de señal |
| atrincherarse | Rd3 | Configurar el modo de control de potencia | |
| atrincherarse | RD4 | Configurar el modo de detección de potencia de CA | |
| atrincherarse | RD5 | Configurar el modo de monitoreo de impedancia | |
| atrincherarse | RD6 | Configurar el modo de sensores | |
| RD7 | ||||
| Re0 | ||||
| RE1 | ||||
| RE2 |
Modo de control de energía
Modo de detección de potencia de CA:
Modo de monitoreo de impedancia:
Modo de sensores:
Fuente de alimentación:
Detector de recorte:
Detector de CA:
Detector de impedancia:
Detector de temperatura:
Condensadores de fuente de alimentación en tableros de amplificadores:
