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  • 介绍
  • 建筑学
  • 输入部分
    • 输入EMI抑制
    • 输入低通滤波器
    • 接地环断路器电阻
  • 功率放大器
    • 输出EMI抑制
    • 并行多个模块
      • 功率耗散
    • 增值价值
    • 频率补偿
      • 铅补偿
      • 输入引脚电容补偿
  • 电源
    • 电源放大器电源
    • 交流电源
  • 控制和监测单元
    • 电源欠压保护
    • 电源过电压保护
    • 电源不平衡保护
    • 输出DC偏移保护
    • 输出剪辑保护
    • 过度的保护
    • 过度流动的保护
    • 模拟输入
    • 监视PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PIN
    • 硬件配置
    • 软件配置
  • 机壳
    • 组件高度

介绍

本文档应描述用于使用TDA7293集成电路设计和构建音频功率放大器的理由。

建筑学

放大器架构包括以下各节：

  • 输入部分
  • 输出部分
  • 电源，控制和监视单元（CMU）的电源放大器

输入部分

输入EMI抑制

为了保护输入免受EMI的影响，我们将使用以下Zobel网络：

对于大多数输入电缆的特性阻抗均在50至100OHM阻抗之间，我们将75OHM用作中间值。电阻RZI为Rzi=75ohm ，电容器CZI为Czi=220pF 。该网络应放在输入连接器上，而不是主放大器PCB上。

同样，在输入连接器处，应将100N X7R电容器放置在SGND和机箱之间。该电容器将将无线电和其他插口信号分流到底盘地面电势中。

输入低通滤波器

对于输入过滤器，我们选择300kHz和400kHz之间的频率。

 + ---+ RLP1+ ---+ RLP2
0 ----++----+------++---+ - + -  o朝向放大器IC块
    + ---+ | + ---+ |
           ----- CLP1 ------ CLP2
           ------ -----------------------
             | |
            ===地面===地面

在URL上使用2阶CR低通滤波器计算器： http：//sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php我们到达：

 RLP1 = 100 OHM，RLP2 = 100 OHM

Clp1 = 220pf，Clp2 = 2.2NF

fp1 = 352kHz

FP2 = 14MHz

有关更多详细信息，请参阅：http：//www.johnhearfield.com/rc/rc4.htm

接地环断路器电阻

接地环断路器电阻位于SGND和GNDPWR地面之间。该电阻的值应约为10欧姆。

功率放大器

输出EMI抑制

输出网络由上游和下游Zobel网络以及具有并行的，阻尼电阻（ Rd ）的输出线圈（ Ld ）组成。上游Zobel网络在非常高的频率下为输出阶段提供了低电感载荷，并允许高频电流循环局部到输出阶段。下游的Zobel网络在高频的扬声器终端提供了良好的电阻终止，有助于减少扬声器电缆的RFI入口和潮湿的共振或潮湿的共鸣。输出电路如下：

 ld
         xxx
    +--- XX X ---+
    | xxx |
    | |
    | + -------+ |
o ---+--- | | ----+--- o
Vout + ------- + | vspeaker
    RD |
                  ----- CZ2 = 100nf
                  -------
                    |
                    |
                   +  - + rz1 = 10欧姆
                   | |
                   | |
                   + - +
                    |
                   ===

输出线圈Ld提供了TDA7293中输出阶段的输出负载的高频隔离。电感值应在2UH到5UH之间。输出分流电阻应在2到5欧姆之间。请参阅Douglas Self -Audio Power放大器设计手册，第三版，输出网络，第7章，以对功率放大器传输功能产生影响。

并行多个模块

功率耗散

笔记：

  • 尝试将功率耗散保持在每个IC包装约40W左右。

幸运的是，随着音乐的信号，功率耗散应降低。音乐信号的有效功率约为正弦信号的有效功率的2至10倍。电源变压器为200VA，这意味着每个通道都会获得100VA的功率。

最大电压：
  • TDA7293的最大Pdiss=50W 。
  • 负载阶段是LoadPHI=60degrees 。
  • 包括静止电流耗散。
  • 病例温度为60c度。
  • 考虑到OPS SOA。
Z负载[欧姆] vsupply [v] VDROP [V] pdiss [w]
16 33 2.2 31.4
12 29 2.3 31.6
8 25 2.5 34.2
6 22 2.6 34.7
4 19 2.9 37.4

该表告诉我们，如果我们想以33V的速度驾驶4Ohm负载，我们需要并行4件TDA7293。这是很多IC，但幸运的是，该桌子假设电源在连续负载下会产生常数33V，并且信号为正弦曲线。不受管制的电源和音乐信号并非如此。我们必须考虑到在电源电容器中存储多少能量，以及在这些条件下变压器电压将下降多少，并且音乐信号与瞬时功率相比具有较低的有效功率。

TDA7293放大器的变压器规范如下：
  • S=200VA ，功率等级。
  • Usn1=24Veff ，第一个次级标称电压。
  • Usn2=24Veff ，第二个次级标称电压。
  • k=5% ，调节。

次级内部抵抗是：

 USU = USN1*（1+（K/100））

ISN = S/（USN1+USN2）

Ri =（USN1-USU）/ISN

使用上面的值，我们得到：

 USU = 24*（1+（5/100））= 25.2VEFF

ISN = 4.17aeff

RI = 288mohm

电源部分使用10MF电容器的单库。

增值价值

使用倒置拓扑，因为我们希望在输入阶段减少通用模式失真。但是，在TDA7293 IC的情况下，由于静音电路是在阳性OPAMP输入上实现的，因此使用倒置拓扑并不容易。

等效增益电阻需要保持在600OHM以下。之所以如此，是因为数据表中的所有噪声测量均使用600OHM或0HM进行。

使用低反馈收益是出于多种原因而优选的：
  • 有更多的循环增益可减少失真
  • 减少了诺伊斯
  • 输出时降低偏移

名义收益是：

 g = -rf/rg

使用E24系列电阻：

RF [欧姆] RG [Kohm] g [v/v]
510 7.5 -14.7
510 8.2 -16.0
510 9.1 -17.8
510 10.0 -19.6
510 11.0 -21.5

使用E24系列电阻：

RF [欧姆] RG [Kohm] g [v/v]
511 7.50 -14.7
511 7.87 -15.4
511 8.25 -16.1
511 8.66 -16.9
511 9.09 -17.8
511 9.53 -18.6
511 10.00 -19.6
511 10.50 -20.5
511 11.00 -21.5
E24系列的选择值：
  • RF = 8.2KOHM
  • RG = 510欧姆
E48系列的选择值：
  • RF = 8.25KOHM
  • RG = 511欧姆
选择并行E24系列（两个电阻）时选择的值：
  • RF = 16KOHM
  • RG = 1KOHM
选择并行E48系列（两个电阻）时选择的值：
  • RF = 16.2KOHM
  • RG = 1KOHM

频率补偿

TDA7293数据表不足以提供足够的相关数据来对AC域中的IC进行建模。由于我们无法对其进行建模，因此无法为负反馈电路进行优化。但是我们可以安全地假设TDA7293传输函数中存在高频极。因此，我们将在下面计算的铅补偿电容器中添加一些pF （请参阅Cadd ）。

铅补偿

铅补偿电路的等效反馈网络：

 o vout
       |
       *------+
       | |
      +  - + RF |
      | | ----- CF = Cl（+CSI，请参阅输入引脚电容补偿）
      | | -------
      +  - + |
VF | |
 o -----*-------+
       |
      +  - + RG
      | |
      | |
      + - +
       |
       o输入

电阻RF和RG是反馈网络的一部分。电容器CF是补偿电容器。该网络的传输功能给出：

 vf（s）= i（s）*rg

vout（s）= i（s）*（rf || cl+rg）= i（s）*（rf/（1+s*rf*cl）+rg）

h（s）= vf（s）/vout（s）=（rg/（rf+rg））*（（1+s*rf*cl）/（1+s*re*re*cl））

零：

 wz = 1/（rf*cl）

极：

 wp = 1/（re*cl）

在哪里：

 re = rf || rg = rf*rg/（rf+rg）

粗略的估计是将额外的1-3pf与Rf平行。

 CADD = 3pf

输入引脚电容补偿

输入引脚具有以下相关的寄生电容：

  • 基金会
  • 厘米
  • Cstray

TDA7293数据表未指定有关寄生输入电容的任何参数。电压反馈操作员通常同时指定差分和共同模式输入阻抗。在没有任何信息的情况下，可以安全地使用下图中给出的模型：

 + -----+ ZDIFF
+输入o ---+--- | | ----+--- o-输入
           | + -----+ |
           | |
          +  - + ZCM1+  - + ZCM2
          | | | |
          | | | |
          + - ++ - +
           | |
          === ===

我们可以根据使用其他音频FET操作员的经验对值进行粗略的估计，并且典型值在Cdiff=5pF ， Cm=4pF和Cstray=3pF附近。所有三个等效电容器均并行并联，因此总输入电容变为：

固定= CDIFF+CM+CSTRAY = 5pf+4pf+3pf = 12pf

为了减轻这种电容，我们可以添加与RF电阻平行的电容CSI。为了弥补这一点，应用以下方程式：

 rf*cf = rg*绞合

CSI =固定*rg/rf = 0.5pf

最终Cf值是：

 CF = Cl+CSI+CADD = 0+2+0.5 = 2.5pf

大约3pF左右的任何基于NP0的电容器都将有利于此目的。

电源

电源放大器电源

自从双重次级以来，我们使用的是双对称供应。使用LM317/LM337调节器稳定了高压供应，并用于进食TDA7293的输入部分。

低压耗材直接从储水电容器提供。这种供应为TDA7293的高电流高功率输出部分提供动力。

通过为输入部分和功率部分使用双重和独立的供应，我们可以实现非常好的PSRR结果。

在整流器二极管应放置二极管RC电路之前，以减少二极管开关脉冲。推荐的值为Rsn = 1 Ohm ， Csn = 470nF ：

 o vsupply
  |
  |
----- CSN = 470NF
-------
  |
  |
 +  - + rsn = 1欧姆
 | |
 | |
 + - +
  |
 ===地面

该呼吸器也可以放置在IC电源线附近。

交流电源

笔记：
  • 在情况机箱上，应在输入220V插座附近有一个安全地面螺钉。

控制和监测单元

放大器控制器将控制和监视两个放大器。它具有以下组件：

  • 电源欠压保护
  • 电源过电压保护
  • 电源不平衡保护
  • 输出DC偏移保护
  • 输出剪辑保护
  • 过度的保护
  • 过度流动的保护

电源欠压保护

电源过电压保护

电源不平衡保护

输出DC偏移保护

输出剪辑保护

过度的保护

过度流动的保护

模拟输入

 o vdd
            |
           + - +
           | | R2
           | |
     R1 + -  +
    + ---+ |
o --- | | ---+-------+--- o模拟输出（对MCU ADC）
    + ---+ | |
模拟 +  -  + |
输入| | R3 --- C1
           | | ---
           +  - + |
            | |
           === ===

环境参数：

  • 电源：VDD = 5V
  • 模拟输出阻抗：Rout <= 10K

规格：

  • 模拟输入范围：ain = +/- 40V
  • 模拟输入阻抗：rin> = 10k
方程式：
  1. 因为对于0V ain，我们需要2.5V aout：r2 = r1 || R3
  2. 由于我们需要增益1/16（5V/80V），我们有：16 = r1/（r1 || r2 || r3）

这给出了两个方程，有3个未知数：

 （1-增益-1）*G1 + G2 + G3 = 0

vref * g1 + vref * g2 +（vref -vhigh） * g3 = 0

增益= 16，vreg = 2.5V，vhigh = 5V我们有：

 -15G1+G2+G3 = 0

2.5G1+2.5G2-2.5G3 = 0

从G3 = 1/10开始：

 -15G1+G2 = -0.1

2.5G1+2.5G2 = 0.25

G1 = 1.25E+3 => r1 = 80KOHM

g3 = 8.75e-2 => r2 = 11.43KOHM

一种可能性是：

 R1 = 110KOHM

R2 = 10KOHM

R3 = 11KOHM

这种组合的增益= 22

监视PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PIN

＃ /信号名称类型40针28针描述
  1. PA_VCC
类似RD0测量VCC电压
  1. pa_vee
类似RD1测量VEE电压
  1. pa_ope
类似RA6 RA6衡量输出正信封（两个通道）
  1. pa_one
类似RA7 RA7测量输出负信封（两个通道）
  1. pa_oal
类似RA2 RA2衡量量的量度剩余
  1. pa_oar
类似RA4 RA4衡量输出平均值右
  1. PC_OL
模拟/comp in RA0 RA0比较输出左阻抗
  1. PC_OR
模拟/comp in RA1 RA1比较输出正确的阻抗
  1. PC_REF
模拟/comp in RA3 RA3比较器参考电压
  1. PC_I2C_SCL
 I2C SCL RC3 RC3传感器网络SCL
  1. PC_I2C_SDA
 I2C SDA RC4 RC4传感器网络SDA
  1. PC_UART_RX
 uart rx RC7 RC7服务终端RX（从图片角度来看）
  1. PC_UART_TX
 UART TX RC6 RC6服务终端TX（从图片角度来看）
  1. po_comp_en
挖出RA5 RA5启用比较器电流来源
  1. po_ctrl_power
挖出RB1 RB1控制电源继电器
  1. po_ctrl_pbypass
挖出RB2 RB2控制电源旁路继电器
  1. po_ctrl_mute
挖出RB3 RB3控制静音继电器
  1. po_ctrl_enable
挖出RB4 RB4控制电源放大器启用
  1. po_ind_power_a
挖出RB5 RB5指标功率/状态LED，引脚A
  1. po_ind_power_b
挖出RD2指标功率/状态LED，引脚B
  1. po_ind_overload
挖出RB6 RB6指示器过载LED
  1. po_status
挖出RB7 RB7船上的状态LED
  1. pi_key_power
挖RB0 RB0电源密钥
  1. pi_key_mute
挖RC5 RC5静音钥匙
  1. pi_det_ac_power
挖RC0 RC0交流电源检测
  1. pi_det_overload
挖RC1 RC1过载检测
  1. pi_det_signal
挖RC2 RC2信号检测
  1. pi_cfg_power
挖RD3配置电源控制模式
  1. pi_cfg_ac_power
挖RD4配置交流电源检测模式
  1. pi_cfg_impedance
挖RD5配置阻抗监控模式
  1. pi_cfg_sensors
挖RD6配置传感器模式
RD7
 RE0
 RE1
 RE2

硬件配置

电源控制模式

  • 0-禁用，始终在
  • 1-启用，等待事件上的电源

交流电源检测模式：

  • 0-禁用，交流总是存在
  • 1-启用，AC检测

阻抗监视模式：

  • 0-禁用，始终允许电源打开
  • 1-启用，在阻抗不超出极限时允许电源

传感器模式：

  • 0-禁用，所有温度传感器都被忽略
  • 1-启用，读取所有温度传感器

软件配置

电源供应：

  • 名义值：20V
  • 最小值：15V
  • 最大值：25V
  • 不平衡值：10V
  • 旁路时间：500ms
  • 旁路时间：500ms
  • 模式，与HW配置相同1

剪切检测器：

  • 剪切最小电压4：5
  • 剪切最小电压8：3
  • 拒绝：1000ms
  • 静音超时：10s
  • 超时关闭：20s
  • 模式：
    • 0-禁用，
    • 1-启用

交流检测器：

  • 缺少循环：4
  • 模式，与HW配置2相同

阻抗探测器：

  • 模式，与HW配置相同3

温度检测器：

  • 模式

机壳

组件高度

放大器板上的电源电容器：

  • 30mm（10mf）
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