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Índice

Introdução
Arquitetura
Seção de entrada
- Instrução de supressão do EMI
- Entrar filtro passa-baixo
- O resistor do disjuntor do monte de solo
Amplificador de potência
- Supressão EMI de saída
- Paralelamente a múltiplos módulos
  - Dissipação de energia
- Ganho valor
- Compensação de frequência
  - Compensação de chumbo
  - Compensação de capacitância de pinos de entrada
Fonte de energia
- Fonte de alimentação do amplificador de energia
- AC alimentação
Unidade de controle e monitoramento
- Proteção de baixo tensão da fonte de alimentação
- Proteção de sobretensão da fonte de alimentação
- Proteção de desequilíbrio da fonte de alimentação
- Proteção de deslocamento de saída de saída DC
- Proteção de corte de saída
- Proteção de excesso de temperatura
- Proteção excessiva
- Entradas analógicas
- Monitor PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PINS
- Configurações de hardware
- Configurações de software
Chassis
- Altura do componente

Introdução

Este documento deve descrever as justificativas usadas para projetar e criar amplificador de energia de áudio usando o circuito integrado TDA7293.

Arquitetura

A arquitetura do amplificador consiste nas seguintes seções:

Seção de entrada
Seção de saída
Amplificador de energia com fonte de alimentação e unidade de controle e monitoramento (CMU)

Seção de entrada

Instrução de supressão do EMI

Para proteger a contribuição do EMI, usaremos a seguinte rede Zobel:

Para a maioria dos cabos de entrada, a impedância característica cai no intervalo entre 50 e 100ohm de impedância e estamos usando o 75OHM como valor médio. O resistor rzi é Rzi=75ohm e o capacitor czi é Czi=220pF . Essa rede deve ser colocada diretamente no conector de entrada, não no PCB do amplificador principal.

Além disso, um capacitor de 100N X7R deve ser colocado entre SGND e chassi no conector de entrada. Este capacitor desviará o rádio e outro sinal de interfirência no potencial do chassi.

Entrar filtro passa-baixo

Para filtro de entrada, escolhemos a frequência entre 300kHz e 400kHz.

 + ---+ rlp1+ ---+ rlp2
0 ---++----+----++---+--- o em direção ao bloco IC do amplificador
    + ---+ | + ---+ |
           ----- Clp1 ----- Clp2
           ------ -----
             | |
            === Ground === Ground

Usando a calculadora de filtro passa-baixa de 2ª ordem CR em URL: http://sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php , chegamos a:

 Rlp1 = 100 ohm, rlp2 = 100 ohm

Clp1 = 220pf, clp2 = 2.2nf

FP1 = 352KHz

FP2 = 14MHz

Para mais detalhes, consulte: http://www.johnhearfield.com/rc/rc4.htm

O resistor do disjuntor do monte de solo

Um resistor do disjuntor do solo está localizado entre os terrenos de SGND e GNDPWR. O valor desse resistor deve ser de cerca de 10 ohms.

Amplificador de potência

Supressão EMI de saída

A rede de saída consiste em rede Zobel a montante e a jusante e da bobina de saída ( Ld ) com resistor paralelo e de amortecimento ( Rd ). A rede Zobel Upstream fornece uma carga de baixa indutância para o estágio de saída em frequências muito altas e permite que as correntes de alta frequência circulem local para o estágio de saída. A rede Zobel a jusante fornece uma boa terminação resistiva diretamente nos terminais do alto -falante em altas frequências, ajudando a reduzir as ressonâncias de entrada de RFI e úmido com ou reflexões dos cabos do alto -falante. O circuito de saída é o seguinte:

 LD
         xxx
    +--- xx x ---+
    | xxx |
    | |
    | + -------+ |
o ---+--- | | ---+--- o
VOUT + ------- + | Vspeaker
    Rd |
                  ----- cz2 = 100nf
                  -----
                    |
                    |
                   +-+ rz1 = 10 ohm
                   | |
                   | |
                   +-+
                    |
                   ===

A bobina de saída Ld fornece isolamento de alta frequência da carga de saída do estágio de saída no TDA7293. O valor da indutância deve estar entre 2uh até 5uh. O resistor de derivação de saída deve estar entre 2 e 5 ohms. Consulte Douglas Self - Audio Power Amplifier Design Handbook, 3ª ed., Redes de saída, Capítulo 7 para efeito na função de transferência do amplificador de energia.

Paralelamente a múltiplos módulos

Dissipação de energia

OBSERVAÇÃO:

Tente manter a dissipação de energia para cerca de 40W por pacote IC.

Felizmente, com sinais musicais, a dissipação de energia deve ser menor. O poder efetivo do sinal musical é de cerca de 2 a 10 vezes mais menor que o poder eficaz do sinal sinusóide. O transformador de energia é 200VA, o que significa que cada canal recebe 100Va de energia.

Tensões máximas em:

Pdiss=50W para TDA7293.
A fase de carga é LoadPHI=60degrees .
Incluindo dissipação de corrente quiescente.
A temperatura da caixa é de 60 ° C.
Levando em consideração o OPS SOA.

Zload [ohm]	Vsupply [v]	Vdrop [V]	Pdiss [w]
16	33	2.2	31.4
12	29	2.3	31.6
8	25	2.5	34.2
6	22	2.6	34.7
4	19	2.9	37.4

Esta tabela nos diz que, se queremos direcionar a carga de 4ohm a 33V, precisamos de 4 peças de TDA7293 em paralelo. Isso é um número de ICs, mas, felizmente, a tabela presume que a fonte de alimentação pode produzir 33V constante na carga contínua e o sinal é sinusóide. Este não é o caso de fonte de alimentação não regulamentada e sinais musicais. Temos que levar em consideração a quantidade de energia armazenada nos capacitores da fonte de alimentação e quanto as tensões do transformador caem nessas condições e esse sinal musical tem uma potência efetiva muito menor em comparação com a potência instantânea.

A especificação do transformador para o amplificador TDA7293 é o seguinte:

S=200VA , classificação de energia.
Usn1=24Veff , primeira tensão nominal secundária.
Usn2=24Veff , segunda tensão nominal secundária.
k=5% , regulamentação.

A resistência interna secundária é:

 USU = USN1*(1+ (K/100))

Isn = s/(USN1+USN2)

RI = (USN1-USU)/ISN

Usando valores de cima, obtemos:

 Usu = 24*(1+ (5/100)) = 25.2veff

ISN = 4.17AEFF

RI = 288mohm

A seção de fonte de alimentação está usando um único banco de capacitores de 10MF.

Ganho valor

Usando topologia invertida, pois queremos reduzir a distorção do modo comum no estágio de entrada. Mas, no caso de TDA7293 IC, não é fácil usar a topologia invertida, pois o circuito mudo é implementado na entrada positiva do OPAMP.

A resistência ao circuito de ganho equivalente precisa ficar abaixo de 600OHMs. Isso ocorre porque todas as medições de ruído na folha de dados foram feitas com 600OHMS ou 0OHMS.

Usando baixo ganho de feedback é preferido por vários motivos:

há mais ganho de loop disponível para reduzir a distorção
Reduzido de saída de saída
Dessefiação inferior na saída

O ganho nominal é:

 G = -rf/rg

Usando a série E24 de resistores:

RF [ohm]	Rg [kohm]	G [v/v]
510	7.5	-14.7
510	8.2	-16.0
510	9.1	-17.8
510	10.0	-19.6
510	11.0	-21.5

Usando a série E24 de resistores:

RF [ohm]	Rg [kohm]	G [v/v]
511	7.50	-14.7
511	7.87	-15.4
511	8.25	-16.1
511	8.66	-16.9
511	9.09	-17.8
511	9.53	-18.6
511	10.00	-19.6
511	10.50	-20,5
511	11.00	-21.5

Valores escolhidos para a série E24:

RF = 8,2kohm
Rg = 510 ohm

Valores escolhidos para a série E48:

RF = 8,25kohm
Rg = 511 ohm

Valores escolhidos ao usar a série E24 paralela (dois resistores):

Rf = 16kohm
Rg = 1kohm

Valores escolhidos ao usar a série E48 paralela (dois resistores):

RF = 16.2kohm
Rg = 1kohm

Compensação de frequência

A folha de dados TDA7293 não fornece dados relevantes suficientes para modelar o IC no domínio CA. Como não podemos modelá -lo, não há otimizações disponíveis para o circuito de feedback negativo. Mas podemos assumir com segurança que existem pólos de alta frequência presentes na função de transferência TDA7293. Por esse motivo, adicionaremos alguns pF ao capacitor de compensação de chumbo calculado abaixo (consulte Cadd ).

Compensação de chumbo

Rede de feedback equivalente com circuito de compensação de chumbo:

 o Vout
       |
       *------+
       | |
      +-+ rf |
      | | ----- cf = cl (+csi, consulte compensação de capacitância do pino de entrada)
      | | -----
      +-+ |
Vf | |
 o ------*------+
       |
      +-+ rg
      | |
      | |
      +-+
       |
       o entrada

Resistores RF e RG fazem parte da rede de feedback. Capacitor CF é o capacitor de compensação. A função de transferência desta rede é dada como:

 VF (s) = i (s)*rg

Vout (s) = i (s)*(rf || cl+rg) = i (s)*(rf/(1+s*rf*cl)+rg)

H (s) = vf (s)/vout (s) = (rg/(rf+rg))*((1+s*rf*cl)/(1+s*re*cl))

Zero:

 wz = 1/(rf*cl)

Pólo:

 wp = 1/(re*cl)

Onde:

 Re = rf || rg = rf*rg/(rf+rg)

A estimativa aproximada é colocar 1-3pf adicional em paralelo ao Rf .

 CADD = 3PF

Compensação de capacitância de pinos de entrada

Os pinos de entrada têm as seguintes capacitâncias parasitárias associadas:

Cdiff
Cm
CSTray

A folha de dados TDA7293 não especifica nenhum parâmetro sobre capacitâncias de entrada parasita. O Feedback de tensão Opamps geralmente possui impedâncias de entrada diferencial e comum especificadas. Na ausência de qualquer informação, é seguro usar o modelo fornecido na próxima figura:

 + ----+ ZDIFF
+entrada o ---+--- | | ---+--- O -Input
           | + ----+ |
           | |
          +-+ zcm1+-+ zcm2
          | | | |
          | | | |
          +-++-+
           | |
          === ===

Podemos usar uma estimativa aproximada de valores com base na experiência no uso de outros fetos de áudio, e os valores típicos estão em torno Cdiff=5pF , Cm=4pF e Cstray=3pF . Todos os três capacitores equivalentes estão ligados em paralelo, de modo que a capacitância total de entrada se torna:

 Cinput = CDIFF+cm+cStray = 5pf+4pf+3pf = 12pf

Para mitigar essa capacitância, podemos adicionar CSI de capacitância paralela ao resistor de RF. Para compensar isso, a seguinte equação é aplicada:

 Rf*cf = rg*Cinput

CSI = CINPUT*RG/RF = 0,5PF

O valor final Cf é:

 Cf = Cl+csi+cadd = 0+2+0,5 = 2,5pf

Qualquer capacitor baseado em NP0 em torno de 3pF será bom para esse fim.

Fonte de energia

Fonte de alimentação do amplificador de energia

Estamos usando suprimentos simétricos duplos desde os secundários duplos. Os suprimentos de alta tensão são estabilizados usando os reguladores LM317/LM337 e são usados para alimentar seções de entrada do TDA7293.

Os suprimentos de baixa tensão são fornecidos diretamente dos capacitores do reservatório. Esse suprimento alimenta as seções de alta potência de alta corrente do TDA7293.

Ao usar suprimentos duplos e independentes para seções de entrada e seções de energia, podemos obter resultados muito bons do PSRR.

Antes de diodos retificadores, um circuito RC de amortecedor deve ser colocado para diminuir o impulso de comutação de diodo. Os valores recomendados são Rsn = 1 Ohm , Csn = 470nF :

 o vsupply
  |
  |
----- CSN = 470NF
-----
  |
  |
 +-+ rsn = 1 ohm
 | |
 | |
 +-+
  |
 === Ground

Esse amortecedor também pode ser colocado perto das linhas de fonte de alimentação do IC.

AC alimentação

OBSERVAÇÃO:

No chassi da caixa, deve haver um parafuso de segurança de segurança próximo ao soquete de 220V de entrada.

Unidade de controle e monitoramento

O controlador do amplificador controlará e monitorará dois amplificadores. Tem os seguintes componentes:

Proteção de baixo tensão da fonte de alimentação
Proteção de sobretensão da fonte de alimentação
Proteção de desequilíbrio da fonte de alimentação
Proteção de deslocamento de saída de saída DC
Proteção de corte de saída
Proteção de excesso de temperatura
Proteção excessiva

Proteção de baixo tensão da fonte de alimentação

Proteção de sobretensão da fonte de alimentação

Proteção de desequilíbrio da fonte de alimentação

Proteção de deslocamento de saída de saída DC

Proteção de corte de saída

Proteção de excesso de temperatura

Proteção excessiva

Entradas analógicas

 o Vdd
            |
           +-+
           | | R2
           | |
     R1 +- +
    + ---+ |
o --- | | ---+------+--- o Saída analógica (para MCU ADC)
    + ---+ | |
Analog +- + |
Entrada | | R3 --- C1
           | | ----
           +-+ |
            | |
           === ===

Parametars Enviromental:

Fonte de alimentação: VDD = 5V
Impedância de saída analógica: Rout <= 10k

Especificação:

Faixa de entrada analógica: Ain = +/- 40V
Impedância de entrada analógica: rin> = 10k

Equações:

Como para 0v ain, precisamos de 2.5V aout: r2 = r1 || R3
Como precisamos de ganho 1/16 (5V/80V), temos: 16 = r1/(r1 || r2 || r3)

Isso dá como duas equações com 3 incógnitas:

 (1 - ganho - 1)*g1 + g2 + g3 = 0

Vref * g1 + vref * g2 + (vref - vhigh) * g3 = 0

Com ganho = 16, vreg = 2,5V e vhigh = 5V que temos:

 -15g1+g2+g3 = 0

2.5G1+2.5G2-2.5G3 = 0

Comece com G3 = 1/10:

 -15g1+g2 = -0.1

2.5G1+2,5G2 = 0,25

G1 = 1,25e+3 => r1 = 80kOhm

G3 = 8,75e-2 => r2 = 11,43kohm

Uma possibilidade é ter:

 R1 = 110kohm

R2 = 10kohm

R3 = 11kohm

Esta combinação tem ganho = 22

Monitor PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PINS

# / Nome do sinal	Tipo	40 pinos	28 pinos	Descrição
PA_VCC	analógico in	Rd0		Mede a tensão do VCC
pa_vee	analógico in	RD1		Mede a tensão Vee
pa_ope	analógico in	RA6	RA6	Mede o envelope positivo de saída (ambos os canais)
PA_ONE	analógico in	RA7	RA7	Mede o envelope negativo de saída (ambos os canais)
pa_oal	analógico in	RA2	RA2	Mede a média de saída à esquerda
pa_oar	analógico in	RA4	RA4	Mede a saída da saída da saída direita
pc_ol	Analog/comp em	RA0	RA0	Compara a impedância esquerda de saída
pc_or	Analog/comp em	RA1	RA1	Compara a impedância direita da saída
pc_ref	Analog/comp em	RA3	RA3	Tensão de referência do comparador
PC_I2C_SCL	I2C SCL	RC3	RC3	Rede de sensores SCL
pc_i2c_sda	I2C SDA	RC4	RC4	Rede de sensores SDA
pc_uart_rx	uart rx	RC7	RC7	Terminal de Serviço RX (da perspectiva do PIC)
pc_uart_tx	UART TX	RC6	RC6	Terminal de serviço TX (da perspectiva do PIC)
PO_COMP_EN	Cavar	RA5	RA5	Ativar fontes de corrente do comparador
po_ctrl_power	Cavar	RB1	RB1	Controle relé de potência
PO_CTRL_PBYPASS	Cavar	RB2	RB2	Controle Power Bypass Relé
po_ctrl_mute	Cavar	RB3	RB3	Controle relé mudo
po_ctrl_enable	Cavar	RB4	RB4	O amplificador de potência de controle habilita
po_ind_power_a	Cavar	RB5	RB5	LED de potência/status indicador, pino A
po_ind_power_b	Cavar	RD2		LED de potência/status indicador, pino B
po_ind_overload	Cavar	RB6	RB6	LED de sobrecarga do indicador
po_status	Cavar	RB7	RB7	Status liderado a bordo
pi_key_power	Cavar	RB0	RB0	Chave de energia
PI_KEY_MUTE	Cavar	RC5	RC5	Chave mudo
PI_DET_AC_POWER	Cavar	RC0	RC0	Detecção de energia CA.
pi_det_overload	Cavar	RC1	RC1	Detecção de sobrecarga
pi_det_signal	Cavar	RC2	RC2	Detecção de sinal
PI_CFG_POWER	Cavar	RD3		Configurar modo de controle de energia
PI_CFG_AC_POWER	Cavar	RD4		Configurar o modo de detecção de energia CA
pi_cfg_impedance	Cavar	RD5		Configurar modo de monitoramento de impedância
PI_CFG_SENSORS	Cavar	RD6		Configure o modo sensores
		RD7
		Re0
		Re1
		Re2