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目錄

  • 介紹
  • 建築學
  • 輸入部分
    • 輸入EMI抑制
    • 輸入低通濾波器
    • 接地環斷路器電阻
  • 功率放大器
    • 輸出EMI抑制
    • 並行多個模塊
      • 功率耗散
    • 增值價值
    • 頻率補償
      • 鉛補償
      • 輸入引腳電容補償
  • 電源
    • 電源放大器電源
    • 交流電源
  • 控制和監測單元
    • 電源欠壓保護
    • 電源過電壓保護
    • 電源不平衡保護
    • 輸出DC偏移保護
    • 輸出剪輯保護
    • 過度的保護
    • 過度流動的保護
    • 模擬輸入
    • 監視PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PIN
    • 硬件配置
    • 軟件配置
  • 機殼
    • 組件高度

介紹

本文檔應描述用於使用TDA7293集成電路設計和構建音頻功率放大器的理由。

建築學

放大器架構包括以下各節：

  • 輸入部分
  • 輸出部分
  • 電源，控制和監視單元（CMU）的電源放大器

輸入部分

輸入EMI抑制

為了保護輸入免受EMI的影響，我們將使用以下Zobel網絡：

對於大多數輸入電纜的特性阻抗均在50至100OHM阻抗之間，我們將75OHM用作中間值。電阻RZI為Rzi=75ohm ，電容器CZI為Czi=220pF 。該網絡應放在輸入連接器上，而不是主放大器PCB上。

同樣，在輸入連接器處，應將100N X7R電容器放置在SGND和機箱之間。該電容器將將無線電和其他插口信號分流到底盤地面電勢中。

輸入低通濾波器

對於輸入過濾器，我們選擇300kHz和400kHz之間的頻率。

 + ---+ RLP1+ ---+ RLP2
0 ----++----+------++---+ - + -  o朝向放大器IC塊
    + ---+ | + ---+ |
           ----- CLP1 ------ CLP2
           ------ -----------------------
             | |
            ===地面===地面

在URL上使用2階CR低通濾波器計算器： http：//sim.okawa-denshi.jp/en/crcrtool.php我們到達：

 RLP1 = 100 OHM，RLP2 = 100 OHM

Clp1 = 220pf，Clp2 = 2.2NF

fp1 = 352kHz

FP2 = 14MHz

有關更多詳細信息，請參閱：http：//www.johnhearfield.com/rc/rc4.htm

接地環斷路器電阻

接地環斷路器電阻位於SGND和GNDPWR地面之間。該電阻的值應約為10歐姆。

功率放大器

輸出EMI抑制

輸出網絡由上游和下游Zobel網絡以及具有並行的，阻尼電阻（ Rd ）的輸出線圈（ Ld ）組成。上游Zobel網絡在非常高的頻率下為輸出階段提供了低電感載荷，並允許高頻電流循環局部到輸出階段。下游的Zobel網絡在高頻的揚聲器終端提供了良好的電阻終止，有助於減少揚聲器電纜的RFI入口和潮濕的共振或潮濕的共鳴。輸出電路如下：

 ld
         xxx
    +--- XX X ---+
    | xxx |
    | |
    | + -------+ |
o ---+--- | | ----+--- o
Vout + ------- + | vspeaker
    RD |
                  ----- CZ2 = 100nf
                  -------
                    |
                    |
                   +  - + rz1 = 10歐姆
                   | |
                   | |
                   + - +
                    |
                   ===

輸出線圈Ld提供了TDA7293中輸出階段的輸出負載的高頻隔離。電感值應在2UH到5UH之間。輸出分流電阻應在2到5歐姆之間。請參閱Douglas Self -Audio Power放大器設計手冊，第三版，輸出網絡，第7章，以對功率放大器傳輸功能產生影響。

並行多個模塊

功率耗散

筆記：

  • 嘗試將功率耗散保持在每個IC包裝約40W左右。

幸運的是，隨著音樂的信號，功率耗散應降低。音樂信號的有效功率約為正弦信號的有效功率的2至10倍。電源變壓器為200VA，這意味著每個通道都會獲得100VA的功率。

最大電壓：
  • TDA7293的最大Pdiss=50W 。
  • 負載階段是LoadPHI=60degrees 。
  • 包括靜止電流耗散。
  • 病例溫度為60c度。
  • 考慮到OPS SOA。
Z負載[歐姆] vsupply [v] VDROP [V] pdiss [w]
16 33 2.2 31.4
12 29 2.3 31.6
8 25 2.5 34.2
6 22 2.6 34.7
4 19 2.9 37.4

該表告訴我們，如果我們想以33V的速度駕駛4Ohm負載，我們需要並行4件TDA7293。這是很多IC，但幸運的是，該桌子假設電源在連續負載下會產生常數33V，並且信號為正弦曲線。不受管制的電源和音樂信號並非如此。我們必須考慮到在電源電容器中存儲多少能量，以及在這些條件下變壓器電壓將下降多少，並且音樂信號與瞬時功率相比具有較低的有效功率。

TDA7293放大器的變壓器規範如下：
  • S=200VA ，功率等級。
  • Usn1=24Veff ，第一個次級標稱電壓。
  • Usn2=24Veff ，第二個次級標稱電壓。
  • k=5% ，調節。

次級內部抵抗是：

 USU = USN1*（1+（K/100））

ISN = S/（USN1+USN2）

Ri =（USN1-USU）/ISN

使用上面的值，我們得到：

 USU = 24*（1+（5/100））= 25.2VEFF

ISN = 4.17aeff

RI = 288mohm

電源部分使用10MF電容器的單庫。

增值價值

使用倒置拓撲，因為我們希望在輸入階段減少通用模式失真。但是，在TDA7293 IC的情況下，由於靜音電路是在陽性OPAMP輸入上實現的，因此使用倒置拓撲並不容易。

等效增益電阻需要保持在600OHM以下。之所以如此，是因為數據表中的所有噪聲測量均使用600OHM或0HM進行。

使用低反饋收益是出於多種原因而優選的：
  • 有更多的循環增益可減少失真
  • 減少了諾伊斯
  • 輸出時降低偏移

名義收益是：

 g = -rf/rg

使用E24系列電阻：

RF [歐姆] RG [Kohm] g [v/v]
510 7.5 -14.7
510 8.2 -16.0
510 9.1 -17.8
510 10.0 -19.6
510 11.0 -21.5

使用E24系列電阻：

RF [歐姆] RG [Kohm] g [v/v]
511 7.50 -14.7
511 7.87 -15.4
511 8.25 -16.1
511 8.66 -16.9
511 9.09 -17.8
511 9.53 -18.6
511 10.00 -19.6
511 10.50 -20.5
511 11.00 -21.5
E24系列的選擇值：
  • RF = 8.2KOHM
  • RG = 510歐姆
E48系列的選擇值：
  • RF = 8.25KOHM
  • RG = 511歐姆
選擇並行E24系列（兩個電阻）時選擇的值：
  • RF = 16KOHM
  • RG = 1KOHM
選擇並行E48系列（兩個電阻）時選擇的值：
  • RF = 16.2KOHM
  • RG = 1KOHM

頻率補償

TDA7293數據表不足以提供足夠的相關數據來對AC域中的IC進行建模。由於我們無法對其進行建模，因此無法為負反饋電路進行優化。但是我們可以安全地假設TDA7293傳輸函數中存在高頻極。因此，我們將在下面計算的鉛補償電容器中添加一些pF （請參閱Cadd ）。

鉛補償

鉛補償電路的等效反饋網絡：

 o vout
       |
       *------+
       | |
      +  - + RF |
      | | ----- CF = Cl（+CSI，請參閱輸入引腳電容補償）
      | | -------
      +  - + |
VF | |
 o -----*-------+
       |
      +  - + RG
      | |
      | |
      + - +
       |
       o輸入

電阻RF和RG是反饋網絡的一部分。電容器CF是補償電容器。該網絡的傳輸功能給出：

 vf（s）= i（s）*rg

vout（s）= i（s）*（rf || cl+rg）= i（s）*（rf/（1+s*rf*cl）+rg）

h（s）= vf（s）/vout（s）=（rg/（rf+rg））*（（1+s*rf*cl）/（1+s*re*re*cl））

零：

 wz = 1/（rf*cl）

極：

 wp = 1/（re*cl）

在哪裡：

 re = rf || rg = rf*rg/（rf+rg）

粗略的估計是將額外的1-3pf與Rf平行。

 CADD = 3pf

輸入引腳電容補償

輸入引腳具有以下相關的寄生電容：

  • 基金會
  • 厘米
  • Cstray

TDA7293數據表未指定有關寄生輸入電容的任何參數。電壓反饋操作員通常同時指定差分和共同模式輸入阻抗。在沒有任何信息的情況下，可以安全地使用下圖中給出的模型：

 + -----+ ZDIFF
+輸入o ---+--- | | ----+--- o-輸入
           | + -----+ |
           | |
          +  - + ZCM1+  - + ZCM2
          | | | |
          | | | |
          + - ++ - +
           | |
          === ===

我們可以根據使用其他音頻FET操作員的經驗對值進行粗略的估計，並且典型值在Cdiff=5pF ， Cm=4pF和Cstray=3pF附近。所有三個等效電容器均並行並聯，因此總輸入電容變為：

固定= CDIFF+CM+CSTRAY = 5pf+4pf+3pf = 12pf

為了減輕這種電容，我們可以添加與RF電阻平行的電容CSI。為了彌補這一點，應用以下方程式：

 rf*cf = rg*絞合

CSI =固定*rg/rf = 0.5pf

最終Cf值是：

 CF = Cl+CSI+CADD = 0+2+0.5 = 2.5pf

大約3pF左右的任何基於NP0的電容器都將有利於此目的。

電源

電源放大器電源

自從雙重次級以來，我們使用的是雙對稱供應。使用LM317/LM337調節器穩定了高壓供應，並用於進食TDA7293的輸入部分。

低壓耗材直接從儲水電容器提供。這種供應為TDA7293的高電流高功率輸出部分提供動力。

通過為輸入部分和功率部分使用雙重和獨立的供應，我們可以實現非常好的PSRR結果。

在整流器二極管應放置二極管RC電路之前，以減少二極管開關脈衝。推薦的值為Rsn = 1 Ohm ， Csn = 470nF ：

 o vsupply
  |
  |
----- CSN = 470NF
-------
  |
  |
 +  - + rsn = 1歐姆
 | |
 | |
 + - +
  |
 ===地面

該呼吸器也可以放置在IC電源線附近。

交流電源

筆記：
  • 在情況機箱上，應在輸入220V插座附近有一個安全地面螺釘。

控制和監測單元

放大器控制器將控制和監視兩個放大器。它具有以下組件：

  • 電源欠壓保護
  • 電源過電壓保護
  • 電源不平衡保護
  • 輸出DC偏移保護
  • 輸出剪輯保護
  • 過度的保護
  • 過度流動的保護

電源欠壓保護

電源過電壓保護

電源不平衡保護

輸出DC偏移保護

輸出剪輯保護

過度的保護

過度流動的保護

模擬輸入

 o vdd
            |
           + - +
           | | R2
           | |
     R1 + -  +
    + ---+ |
o --- | | ---+-------+--- o模擬輸出（對MCU ADC）
    + ---+ | |
模擬 +  -  + |
輸入| | R3 --- C1
           | | ---
           +  - + |
            | |
           === ===

環境參數：

  • 電源：VDD = 5V
  • 模擬輸出阻抗：Rout <= 10K

規格：

  • 模擬輸入範圍：ain = +/- 40V
  • 模擬輸入阻抗：rin> = 10k
方程式：
  1. 因為對於0V ain，我們需要2.5V aout：r2 = r1 || R3
  2. 由於我們需要增益1/16（5V/80V），我們有：16 = r1/（r1 || r2 || r3）

這給出了兩個方程，有3個未知數：

 （1-增益-1）*G1 + G2 + G3 = 0

vref * g1 + vref * g2 +（vref -vhigh） * g3 = 0

增益= 16，vreg = 2.5V，vhigh = 5V我們有：

 -15G1+G2+G3 = 0

2.5G1+2.5G2-2.5G3 = 0

從G3 = 1/10開始：

 -15G1+G2 = -0.1

2.5G1+2.5G2 = 0.25

G1 = 1.25E+3 => r1 = 80KOHM

g3 = 8.75e-2 => r2 = 11.43KOHM

一種可能性是：

 R1 = 110KOHM

R2 = 10KOHM

R3 = 11KOHM

這種組合的增益= 22

監視PIC18F46K40/PIC18F26K40 MCU PIN

＃ /信號名稱類型40針28針描述
  1. PA_VCC
類似RD0測量VCC電壓
  1. pa_vee
類似RD1測量VEE電壓
  1. pa_ope
類似RA6 RA6衡量輸出正信封（兩個通道）
  1. pa_one
類似RA7 RA7測量輸出負信封（兩個通道）
  1. pa_oal
類似RA2 RA2衡量量的量度剩餘
  1. pa_oar
類似RA4 RA4衡量輸出平均值右
  1. PC_OL
模擬/comp in RA0 RA0比較輸出左阻抗
  1. PC_OR
模擬/comp in RA1 RA1比較輸出正確的阻抗
  1. PC_REF
模擬/comp in RA3 RA3比較器參考電壓
  1. PC_I2C_SCL
 I2C SCL RC3 RC3傳感器網絡SCL
  1. PC_I2C_SDA
 I2C SDA RC4 RC4傳感器網絡SDA
  1. PC_UART_RX
 uart rx RC7 RC7服務終端RX（從圖片角度來看）
  1. PC_UART_TX
 UART TX RC6 RC6服務終端TX（從圖片角度來看）
  1. po_comp_en
挖出RA5 RA5啟用比較器電流來源
  1. po_ctrl_power
挖出RB1 RB1控制電源繼電器
  1. po_ctrl_pbypass
挖出RB2 RB2控制電源旁路繼電器
  1. po_ctrl_mute
挖出RB3 RB3控制靜音繼電器
  1. po_ctrl_enable
挖出RB4 RB4控制電源放大器啟用
  1. po_ind_power_a
挖出RB5 RB5指標功率/狀態LED，引腳A
  1. po_ind_power_b
挖出RD2指標功率/狀態LED，引腳B
  1. po_ind_overload
挖出RB6 RB6指示器過載LED
  1. po_status
挖出RB7 RB7船上的狀態LED
  1. pi_key_power
挖RB0 RB0電源密鑰
  1. pi_key_mute
挖RC5 RC5靜音鑰匙
  1. pi_det_ac_power
挖RC0 RC0交流電源檢測
  1. pi_det_overload
挖RC1 RC1過載檢測
  1. pi_det_signal
挖RC2 RC2信號檢測
  1. pi_cfg_power
挖RD3配置電源控制模式
  1. pi_cfg_ac_power
挖RD4配置交流電源檢測模式
  1. pi_cfg_impedance
挖RD5配置阻抗監控模式
  1. pi_cfg_sensors
挖RD6配置傳感器模式
RD7
 RE0
 RE1
 RE2

硬件配置

電源控制模式

  • 0-禁用，始終在
  • 1-啟用，等待事件上的電源

交流電源檢測模式：

  • 0-禁用，交流總是存在
  • 1-啟用，AC檢測

阻抗監視模式：

  • 0-禁用，始終允許電源打開
  • 1-啟用，在阻抗不超出極限時允許電源

傳感器模式：

  • 0-禁用，所有溫度傳感器都被忽略
  • 1-啟用，讀取所有溫度傳感器

軟件配置

電源供應：

  • 名義值：20V
  • 最小值：15V
  • 最大值：25V
  • 不平衡值：10V
  • 旁路時間：500ms
  • 旁路時間：500ms
  • 模式，與HW配置相同1

剪切檢測器：

  • 剪切最小電壓4：5
  • 剪切最小電壓8：3
  • 拒絕：1000ms
  • 靜音超時：10s
  • 超時關閉：20s
  • 模式：
    • 0-禁用，
    • 1-啟用

交流檢測器：

  • 缺少循環：4
  • 模式，與HW配置2相同

阻抗探測器：

  • 模式，與HW配置相同3

溫度檢測器：

  • 模式

機殼

組件高度

放大器板上的電源電容器：

  • 30mm（10mf）
展開
附加信息
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